若练习序列写成S＝[Se，So]，其中Se长度为Nt/2，取值位于Ce子坐标内 。而So的长度为Nt/2，取值位于Co子坐标内 。若Se是he(D)在最小均方误差(MMSE)准则下的最佳估值序列，则So=eXP(;;;;)，k＝1,3,5,7也是ho(D)在MMSE准则下的最佳估值序列 。这样，练习序列S的搜索空间可从8; 减少到序列Se的搜索空间4;，简化了估值算法 。
(2)STBC编码练习序列
STBC编码器把连续输入的分组S1和S2映射到两副天线上，转换成欲发射分组[S1,-;;]和[S2,;;] 。其中，(·)表示时间倒置序列，如S＝[S(0)，S(1)，…，S(Nt-1)]，则S =[S(Nt-1),…,S(1),S(0)] 。若接收到第1和第2分组信号y1和y2表示为：
其中，z1、z2表示噪声 。
当两个练习序列互不相关时，即在练习序列相关矩阵S*S中的非对角线元素为零时，可得MMSE准则下信道估值 。欲达到MMSE准则下的信道估值，可进行下述选择：
选择序列S1，使S1与其中心对称且具有良好自相关特性，并令S2＝S1 。
选择序列S1，使S1具有良好自相关特性，并令S2=;; 。可见，空时编码结构可简化练习序列设计 。对于STBC，由于Alamouti正交结构带来两个输入间解耦，可免除对练习序列之间低互相关的要求 。
【宽带无线接入网中的空时编码技术】2.3 联合均衡
对于宽带传输，均衡是消除符号间干扰必须的技术，均衡的要害是均衡和解码联合方案的设计 。通过空时编码和均衡，可以用相等功率同时传输多重相关信号[3] 。
(1)STTC均衡
在8状态8PSK STTC中，基于格型联合均衡和具有8V 1状态的空时解码可降低均衡/解码的复杂度 。否则，格型均衡需要82V状态，STTC解码需要8状态 。
(2)STBC均衡
采用 STBC可兼顾性能指标与复杂度指标 。在频率选择性信道中，欲获取多径分集增益，需在时域和频域以分组块形式实施单载波频域均衡(SCFDE) 。SCFDE 的复杂度类似于OFDM 。由于SCFDE采用不同于OFDM的单载波方式，还可避免峰均比(PAPR)大和对频率误差敏感度高等缺点 。
设第i副天线第k个发射分组块中第n个符号表示为Xi(k)(n)，信息源在时刻k＝0,2,4…产生长度为N的分组块对，即为X1 (n)和X2;(n)(其中0≤n≤N-1) 。在SCFDE/STBC的发射分集中，有：
其中，n＝0,1,…,N-1；k＝0,2,4…，(·)N表示模N运算 。长度为V的循环前缀(CP)嵌入欲发射的分组块中来消除分组块之间干扰(IBI) 。经过A/D变换后，删除接收分组块中CP，长度为N的成对分组块经过快速傅里叶变换(FFT)至频域，产生两个分组块 。其中，X1和X2; 分别是信息块x1和x2 的FFT，Z是噪声 。经过FFT后，循环矩阵呈现对角矩阵特性，即意味可删除载波间干扰 。Λ1和Λ2分别为含有h1和h2的N个FFT系数的维数为N×N对角矩阵 。
欲消除天线间干扰，可增设线性组合器Λ* 。线性组合器输出的解耦分组块分别利用MMSE准则下含有N个复抽头的频域均衡来消除符号间干扰 。MMSE 准则下频域均衡的输出经过逆快速傅里叶变换(IFFT)再从频域变换回时域 。
2.4 干扰抵消
若在基站增设第二副接收天线，并采用干扰抵消技术，可以成倍增加系统容量而并不增加无线频谱资源 。在两个STBC用户中，每个用户装设两副接收天线，式(6)改写成：
其中，Y1和Y2分别为来自第1和第2副天线的待处理信号，S为来自干扰用户的第1和第2副天线欲发射两个信息块的FFT矢量，两个STBC用户采用线性迫零干扰抵消器来解耦 。
其中，(·)-1表示逆运算 。Λxdef=Λx-ГxГs-1Λs，Гsdef=Гs-ΛsΛx-1Гx 。这里Λs和Гs均为正交Alamouti型矩阵 。
3 结束语
早期STC研究集中在平衰落窄带信道环境，欲把STC应用于多用户宽带频率选择性衰落信道环境，将面临宽带信道长时延扩散的挑战 。因为长时延扩散会带来信道估值参数数目的增加，进而导致联合均衡与格型编码数的增加和计算复杂度与功耗的剧增 。STC技术在宽带信道中的信道估值、联合均衡与编码、干扰抑制信号处理算法上的突破会提高系统的吞吐量和系统的容量，从而获得系统编码增益 。
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